7. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ НАБЛЮДЕНИЕ ЦИЛИНДРИЧЕСКИХ ВОЛН С ПОПЕРЕЧНОЙ НЕЭЛЕКТРОМАГНИТНОЙ ИНДУКЦИЕЙ

0

Постановка задачи. Рассмотрим теоретически и экспериментально следующий тип волновой структуры Е-A,D. Определим компоненты поля цилиндрической волновой структуры и опишем ее экспериментальное наблюдение.

Следующая функция электрического поля является упрощенным вариантом функции (21), записанной в цилиндрической системе координат:

(38):

    \[ E_{r} =E_{r0} \exp (\omega t)\cos (kz), \]

где: Er – радиальная составляющая электрического  поля, Er0 – действительная константа.

Для теоретического исследования функции (38) поступим так же, как и в предыдущем случае. Определим совместные компоненты поля (38). Для этого выпишем подсистемы систем уравнений поперечной метасистемы  (8) – (11), в которых участвует составляющая Er электрического поля (38). Затем выпишем их составляющие решений и алгебраические соотношения между числовыми коэффициентами.

Из первой  системы уравнений поперечной метасистемы (8), записанной в цилиндрической системе координат,  составляющая Er присутствует в следующей подсистеме:

(39):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{\partial E_{r} }{\partial z}=-g_{A0} \frac{\partial A_{\alpha }  }{\partial t}, \\   -\frac{\partial (rA_{\alpha } )}{r\partial z}=-g_{E0} \frac{\partial E_{r}  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: Er, Aαсоответственно, радиальная и угловая компоненты соответственно поля  электрического Е и поля А, r — радиальная переменная цилиндрической системы координат.

Из второй поперечной системы уравнений (10) выпишем следующую подсистему:

(40):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{\partial E_{r} }{\partial z}=-g_{A0} \frac{\partial A_{\alpha }  }{\partial t}, \\   -\frac{\partial (rA_{\alpha } )}{r\partial z}=-g_{E0} \frac{\partial E_{r}  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: Сα – угловая компонента поля С.

Из системы уравнений (9) выпишем следующую подсистему:

(41):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{\partial E_{r} }{\partial z}=-g_{D0} \frac{\partial D_{\alpha }  }{\partial t}, \\   \frac{\partial (rD_{\alpha } )}{r\partial z}=g_{E0} \frac{\partial E_{r}  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: Dα — угловая компонента поля D.

Из системы уравнений (11), системы уравнений Максвелла, для составляющей (38) выпишем следующую подсистему:

(42):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{\partial E_{r} }{\partial z}=-g_{H0} \frac{\partial H_{\alpha }  }{\partial t}, \\   -\frac{\partial (rH_{\alpha } )}{r\partial z}=g_{E0} \frac{\partial E_{r}  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: Нα – угловая компонента магнитного поля Н.

Компоненты полей A  и D для  электрического поля E (38) для решений систем уравнений (39) и (41) запишем в следующем виде соответственно:

(43):

    \[ A_{\alpha } =A_{\alpha 0} \exp (\omega t)\sin (kz), \]

(44):

    \[ D_{\alpha } =D_{\alpha 0} \exp (\omega t)\sin (kz). \]

Где: Aα0  и Dα0 – действительные постоянные.

Коэффициенты ω и k связаны следующими  соотношениями соответственно:

(45):

    \[ \frac{k^{2}}{\omega^{2}}=g_{A0} g_{E0} , \]

(46):

    \[ \frac{k^{2}}{\omega^{2}}=g_{D0} g_{E0} . \]

Компоненты полей С  и Н для  электрического поля (38) для подсистем уравнений (40) и (42) запишем в следующем виде соответственно:

(47):

    \[ C_{\alpha } =C_{\alpha 0} \exp (\omega t)\sin (kz), \]

(48):

    \[ H_{\alpha } =H_{\alpha 0} \exp (\omega t)\sin (kz), \]

где коэффициенты связаны условиями:

(49):

    \[ \frac{k^{2}}{\omega^{2}}=-g_{С0} g_{E0} , \]

(50):

    \[ \frac{k^{2}}{\omega^{2}}=-g_{Н0} g_{E0} . \]

Все параметры, входящие в уравнения (49) и (50) по их смыслу действительные величины. Уравнения (49) и (50) определяют мнимые параметры k или ω. Следовательно, электрическое поле (38) не принадлежит области действительных решений подсистем уравнений (41) и (42).  Формально (47) и (48) — комплексные функции, а физически приемлемы только действительные функции.

Набор решений в виде полей (38) – (43), (44) — поле Е-A,D с пространственной структурой, показанной на рисунке 9.

image137

Рисунок 9.

Пространственная структура цилиндрической волны

поля Е-A,D.

На рисунке 9 показаны силовые линии электрической составляющей  E  и поля A,D. Буквами z, r и α обозначены цилиндрические координаты.

Описание эксперимента. Поле (38) создадим с помощью следующего набора электродов.   На рисунке  10  показан разрез макетного образца антенны поля (38). Антенна состоит из 8 медных колец сечением 2 Х 3,5мм. Внутренние кольца имеют внутренний диаметр 8,5мм, внешний диаметр внешних колец составляет 16мм. Кольца подключены к двум выводам антенны в шахматном порядке.

image138

Рисунок 10.

Схема электродов и питания антенны цилиндрической волны.

В эксперименте № 6 питание передающей антенны осуществлялось источником с теми же параметрами, что и в предыдущих экспериментах. Приемная антенна располагалась соосно с передающей  на расстоянии 10мм от нее. Форма приемного напряжения повторяла форму передающего напряжения.

Результат эксперимента. Размах напряжения на приемной антенне составил 0,7В.

Выводы. Из этого эксперимента следует сделать вывод о возможности излучения и приема цилиндрической волны Е-A,D (38)-(43),(44).

Определим граничные условия, которым удовлетворяет электрическая составляющая Е  волны Е-A,D (38)-(43),(44). Как видно, они повторяют условие (36). В соответствии с [1], определим поверхность выполненных граничных условий (36). Для электрического поля (38) это так же семейство цилиндрических поверхностей (37), ось которых  — ось z. Следовательно, можно предположить, что такая волна способна распространяться через полый односвязный цилиндрический волновод круглого сечения, или через коаксиальный волновод.  Для проверки этого предположения был выполнен следующий эксперимент № 7.

Описание эксперимента. В качестве круглого волновода была использована металлопластиковая алюминиевая труба, как в предыдущих экспериментах.   Передающая и приемная антенны были вложены в трубу длинной 4м с разных концов. Параметры питающего напряжения повторили параметры предыдущего эксперимента.

Результат эксперимента. Размах напряжения на приемной антенне составил 0,7В.

Выводы. Из описанного эксперимента следует сделать вывод о распространении цилиндрической волны   Е-A,D (38)-(43),(44) через круглый волновод.

Следует так же заметить, что электромагнитная составляющая Е-Н, хотя и присутствует при излучении, не способна создать разность потенциалов между электродами приемной антенны в силу малого расстояния между ними.

Эффективность приемной и передающей антенн может быть пропорционально повышена увеличением числа электродов конструкции, что дает возможность увеличить расстояние уверенного приема между приемной и передающей антеннами.

 

 Описанные теоретические и экспериментальные результаты позволяют сделать вывод о существовании полей Е-A,D с поперечной индукцией в природе. Показана  возможность их генерации, излучения, детектирования и распространения. Поля Е-A,D обладают отличительным свойством — способны распространятся через полый волновод на низких частотах. Это открывает возможность для технического использования полей Е-A,D.

Заключение. Предложенные волновые структуры  Е-A,D могут быть использованы для организации канала связи через полый волновод. При этом внешний диаметр волновода может быть выбран достаточно малым, например, капиллярным. Это открывает возможность для микроминиатюризации полого волноводного тракта, создания микросхем с волноводным трактом  и снижения его материалоемкости. Предложенные поля Е-A,D перспективны для возможности организации каналов связи наряду с электромагнитными Е-Н и неэлектромагнитным продольным Е-Q [6,7] полями. Поля Е-A,D так же перспективны для организации уплотнения существующих коаксиальных или односвязных волноводных трактов совместно с  используемым электромагнитным Е-Н спектром частот, например,  в многоканальных системах связи или в системах кабельного вещания. При этом подвергается модернизации только станционная аппаратура без изменения линейной. В отличие от продольного неэлектромагнитного поля E-Q, поле Е-A,D узконаправленно вдоль оси своего распространения, что перспективно для  организации узконаправленного канала связи. Так же перспективны направления по созданию каналов связи для подводных объектов и через ионосферу, что потребует дополнительных исследований.

 

 

 

 

 

 

 

 

8. ТОКОВЫЕ АНТЕННЫ

0

Постановка задачи. Рассмотрим варианты реализации антенн (индукторов) с токами неэлектромагнитного поля с электрической составляющей [11].

Основная часть. Рассмотрим следующую подсистему системы уравнений (9), записанную в цилиндрической системе координат:

(51):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{1}{r}\left( {\frac{\partial \left( {rE_{\alpha } } \right)}{\partial  r}+\frac{\partial E_{r} }{\partial \alpha }} \right)=-g_{D0} \frac{\partial  D_{Z} }{\partial t}, \\   \frac{1}{r}\frac{\partial D_{Z} }{\partial \alpha }=g_{E0} \frac{\partial  E_{r} }{\partial t}-J_{Er} , \\   \frac{\partial D_{Z} }{\partial r}=g_{E0} \frac{\partial E_{\alpha }  }{\partial t}-J_{E\alpha } , \\   \end{array}} \right. \]

где: Eα ,Er, DZ –компоненты соответствующих полей в  цилиндрической системе координат, r и α – радиальная и угловая переменные, JEr и J – радиальная и угловая компоненты пространственной плотности электрического тока. Один из вариантов решения (51) представим в виде:

(52):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  E_{\alpha } =E_{\alpha 0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\exp (\omega t), \\   E_{r} =E_{r0} {A}'(r)\sin (n\alpha )\exp (\omega t), \\   D_{Z} =D_{Z0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\exp (\omega t), \\   J_{Er} =-g_{E0} \omega E_{r0} {A}'(r)\sin (n\alpha )\exp (\omega t), \\   J_{E\alpha } =-g_{E0} \omega E_{\alpha 0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\exp  (\omega t), \\   {A}'(r)=\sum\limits_{m=-\infty }^\infty {{A}'_{m} r^{m}} , \\   \end{array}} \right. \]

где: n, ω, Eα0 ,Er0 ,DZ0, Am – действительные постоянные.  Подстановка (52) в (51) и приравнивание коэффициентов при равных степенях разложения в степенной ряд дает следующие соотношения для действительных постоянных:

(53):

    \[ (m+1)E_{\alpha 0} {A}'_{m} +nE_{r0} {A}'_{m} =-\omega g_{D0} D_{Z0} A_{m-1}  ,\mbox{\, } \]

(54):

    \[ -nD_{Z0} {A}'_{m} =2g_{E0} \omega A_{m-1} E_{r0} , \]

(55):

    \[ mD_{Z0} {A}'_{m} =2g_{E0} \omega E_{\alpha 0} {A}'_{m-1} . \]

Из уравнений (53) — (55) определяются соотношения между действительными коэффициентами (52). В частности, степенной ряд A‘(r) полностью определяется одним из своих членов.

Из примера решения (52) определим пространственную структуру электрического поля. Силовые линии электрического поля определим из следующего известного уравнения:

    \[ \frac{\partial \alpha }{E_{\alpha } }=\frac{\partial r}{E_{r} }. \]

Решение (56) представим в виде:

    \[ r(\alpha )=\frac{E_{r0} }{E_{\alpha 0} }\int {tg(n\alpha )\partial \alpha  =-\frac{E_{r0} }{nE_{\alpha 0} }\ln (\cos (n\alpha ))+const_{1} ,}  \]

где: const1 произвольная постоянная интегрирования. Варианты силовых линий (52), (57) при: Eα0<0<Er0, n=-2 и n=-3 представлены на рисунке 11, а и б в полярной системе координат:

 

image153

а:

 

image154

б:

Рисунок 11.

Схемы силовых линий электрической составляющей

при  n = -2 и n = -3 в полярной системе координат.

 

Силовые линии напряженности электрического поля E лежат в плоскости (r,α) и образуют цилиндрическую поперечно-однородную структуру. Вектора пространственной плотности электрического тока параллельны векторам напряженности электрического поля E. Векторы напряженности поля D  параллельны оси z  и перпендикулярны плоскости рисунка. Максимум амплитуды поля D лежит на биссектрисах углов самопересечения силовых линий электрического поля E в соответствии с (52). Выкладывая обмотки провода по силовым линиям поля (57), можно построить токовые антенны — генераторы и детекторы поля D. При этом необходимо выполнить  соотношения (2) между питающим напряжением и током в обмотке в соответствии с условием (52).  Если это условие нарушается или выполняется частично, то такая обмотка через смешанный режим переходит в режим электромагнитной индукции (EH). Физический смысл режима питания обмотки в соответствии с (52) состоит в том, что фаза тока противоположна фазе напряжения. Такой режим характерен для активного источника напряжения, или для электрической дуги. Это свойство обратимо – обмотка, выполненная по рис. 11, помещенная в поле D, будет индуцировать электрический ток и напряжение с противоположными фазами в соответствии с (52). Можно предположить способность такой катушки частично компенсировать активные потери во внешней цепи, аналогичную [14]. Важное свойство такой обмотки – исключение электромагнитной индукции (EH) во всей плоскости (r,α).

Выполнение обмоток по рисунку 11 относительно сложно технически. Второй недостаток такой структуры – поле D знакопеременно в плоскости  (r,α) по углу α. Поэтому рассмотрим вопрос о возможности построения обмотки, в которой смена направления поля D происходит, по возможности, минимальное число раз при более простой структуре обмоток. Примеры решения этой задачи получим путем следующего анализа. Рассмотрим поле силовых линий (52), (57) как многообразие и выделим в нем следующие расслоения. Это:

  1. 8 – образный контур с самопересечением. Угол самопересечения определяется в соответствии с n  из (52), (57) или по рис. 11.
  2. X – образное самопересечение проводников. Аналогично 1., угол самопересечения определяется в соответствии с n из (52), (57) или по рис. 11.
  3. Расслоение вдоль центрально-симметрической окружности по рис. 11 – образует витую пару с количеством самопересечений, определяемых по n из (52), (57).

Примеры антенн, выполненных на основе этих вариантов, представлены на рисунке 12.

image155image156image157image158image159image160

Рисунок 12.

Схемы выполнения обмоток при n =-2 и n =-3 по расслоениям многообразия (52), (57).

 

Генерация поля D может происходить в окрестностях точек самопересечения одно- или многопроводных обмоток. Вне от этих точек индукция из неэлектромагнитной ED природы через смешанную область переходит в электромагнитную индукцию EH с генерацией магнитного поля H при нарушении соотношения (2). Повторяя эти структуры многократно у точки, вдоль кривой или поверхности,  или другого многообразия, получим антенны, или индукторы, поля ED с различной пространственно-временной структурой распределения напряженности поля D.

При других значениях n кривая, описывающая силовую линию (57), будет существенно другой. Например, при n рациональном, кривая имеет счетное число самопересечений. Если n иррационально, то кривая по уравнению (57) полностью заполняет круг с радиусом, определяемым амплитудным множителем (57), а число самопересечений бесконечно велико.

Вывод. Предложены варианты технической реализации антенн неэлектромагнитного поля с электрическими составляющими напряжения  и тока.

 

 

 

9. ТОКОВЫЕ АНТЕННЫ ПРИ ГАРМОНИЧЕСКОМ ВОЗБУЖДЕНИИ

0

Постановка задачи. В предыдущем разделе рассматривалось электрическое поле и ток с экспоненциальной зависимостью от времени.  Представляет интерес рассмотреть случай с гармонической временной зависимостью.

Такое поле будет обладать четной перестановкой между составляющими компонентами неэлектромагнитной индукции и описывается системой уравнений (10) в декартовой системе координат.

Рассмотрим следующую подсистему системы уравнений (10), записанную в цилиндрической системе координат:

(58):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  \frac{1}{r}\left( {\frac{\partial \left( {rE_{\alpha } } \right)}{\partial  r}+\frac{\partial E_{r} }{\partial \alpha }} \right)=g_{C0} \frac{\partial  C_{Z} }{\partial t}, \\   \frac{1}{r}\frac{\partial C_{Z} }{\partial \alpha }=g_{E0} \frac{\partial  E_{r} }{\partial t}-J_{Er} , \\   \frac{\partial C_{Z} }{\partial r}=g_{E0} \frac{\partial E_{\alpha }  }{\partial t}-J_{E\alpha } , \\   \end{array}} \right. \]

где: CZ – составляющая поля C вдоль оси z.

Следующий пример (59) решения системы уравнений (58) аналогичен (52) при гармонической зависимости от времени:

(59):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  E_{\alpha } =E_{\alpha 0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\cos (\omega t), \\   E_{r} =E_{r0} {A}'(r)\sin (n\alpha )\cos (\omega t), \\   С_{Z} =С_{Z0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\sin (\omega t), \\   J_{Er} =g_{E0} \omega E_{r0} {A}'(r)\sin (n\alpha )\sin (\omega t), \\   J_{E\alpha } =g_{E0} \omega E_{\alpha 0} {A}'(r)\cos (n\alpha )\sin (\omega  t), \\   {A}'(r)=\sum\limits_{m=-\infty }^\infty {{A}'_{m} r^{m}} , \\   \end{array}} \right. \]

где: CZ0A— действительные параметры.Подстановка решения  (59) в (58) приводит к следующим соотношениям между действительными коэффициентами:

(60):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  {A}'_{m+1} E_{\alpha 0} (m+2)+E_{r0} {A}'_{m+1} n=g_{C0} \omega C_{Z0}  {A}'_{m} , \\   C_{Z0} {A}'_{m+1} n=2g_{E0} \omega E_{r0} {A}'_{m} , \\   (m+1)C_{Z0} {A}'_{m+1} =-2g_{E0} {A}'_{m} \omega E_{\alpha 0} . \\   \end{array}} \right. \]

Из сравнения решений (59) и (52) видно, что их силовые линии и пространственная структура полей тождественны.  Отличие состоит во временной зависимости: в (52) эта зависимость экспоненциальная, а в (59) – гармоническая. При этом из сравнения фаз электрического поля и электрического тока (59) видно, что электрический ток опережает электрическое напряжение на четверть периода. Отсюда видно, что для внешней цепи такой режим имеет емкостной характер.

Генерация поля C осуществляется аналогично полю D с помощью обмоток, выполненных по рисункам 11 и 12. Отличие состоит в гармонической форме тока с емкостным режимом в обмотках. Если емкостной режим нарушается, то обмотка (антенна) переходит в режим электромагнитной индукции и вместо поля C будет индуцироваться магнитное поле H при нарушении условия (2). Антенны, выполненные по рисункам 11 и 12 назовем антеннами  (индукторами) полей EC, ED, или, сокращенно, EC,D.

Сравнение структуры индуктора EC,D и электромагнитного EH поля в виде окружности показывает определенную связь между ними как особенностей функций в теории функций комплексного переменного [12]. Действительно, структура поля, описываемого комплексной функцией вблизи ее логарифмической особенности, описывается концентрическими окружностями. Такая структура описывает индуктор электромагнитного поля EH. Другой возможный вариант особенности функции – степенная. Такая функция описывает поле вблизи мультиполя и повторяет структуру силовых линий (57) индуктора поля EC,D , рисунок 11. Следовательно, такие индукции можно трактовать как различные варианты особенностей  функций комплексного переменного.

Выводы. Описанные структуры антенн неэлектромагнитного поля E-C,D с электрической составляющей позволяют в дальнейшем выполнить экспериментальное наблюдение и изучение их свойств.

 

 

 

10. ПРИМЕРЫ НАБЛЮДЕНИЯ НЕЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПОЛЕЙ С МАГНИТНОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ

0

Постановка задачи. Выше были представлены математические условия возникновения индукций с участием неэлектромагнитных полей с электрической составляющей, но не рассматривались вопросы существования неэлектромагнитных полей с магнитной составляющей и их отличительных свойств. Поэтому рассмотрим примеры экспериментального наблюдения неэлектромагнитных полей с магнитной составляющей благодаря свойствам, отличающим их от электромагнитного поля Е-Н [13].

Теоретическая необходимость во введении неэлектромагнитных полей состоит в необходимости выполнения закона сохранения энергии для переменного магнитного поля при отсутствии электрической составляющей. Для их описания необходимо предложить новые системы уравнений. Системы уравнений (61)-(68) записаны аналогично системам уравнений (8)-(15), но относительно магнитного поля с помощью подстановки E→-Н.   Система (61) – система уравнений  Максвелла. Системы уравнений (61)-(68) записаны с фиктивными пространственными плотностями магнитных токов и зарядов.

(61):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  rot\overline K +\overline J_{H} +g_{H0} \frac{\partial \overline H  }{\partial t}=0, \\   rot\overline H +\overline J_{K} +g_{K0} \frac{\partial \overline K  }{\partial t}=0, \\   div\overline H -\frac{1}{g_{H0} }\rho_{H} =0, \\   div\overline K -\frac{1}{g_{K0} }\rho_{K} =0. \\   \end{array}} \right. \]

(62):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  dis\overline L -\overline J_{H} +g_{H0} \frac{\partial \overline H  }{\partial t}=0, \\   dis\overline H -\overline J_{L} +g_{L0} \frac{\partial \overline L  }{\partial t}=0, \\   div\overline L -\frac{1}{g_{L0} }\rho_{L} =0, \\   div\overline H -\frac{1}{g_{H0} }\rho_{H} =0. \\   \end{array}} \right. \]

(63):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  dis\overline M -\overline J_{H} +g_{H0} \frac{\partial \overline H  }{\partial t}=0, \\   dis\overline H +\overline J_{M} -g_{M0} \frac{\partial \overline M  }{\partial t}=0, \\   div\overline M -\frac{1}{g_{M0} }\rho_{M} =0, \\   div\overline H -\frac{1}{g_{H0} }\rho_{H} =0. \\   \end{array}} \right. \]

(64):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  rot\overline E +\overline J_{H} +g_{H0} \frac{\partial \overline H  }{\partial t}=0, \\   rot\overline H -\overline J_{E} -g_{E0} \frac{\partial \overline E  }{\partial t}=0, \\   div\overline H -\frac{1}{g_{H0} }\rho_{H} =0, \\   div\overline E -\frac{1}{g_{E0} }\rho_{E} =0. \\   \end{array}} \right. \]

(65):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}+J_{HI} =\frac{\partial U_{I}  }{\partial x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial t}=g_{U0} \frac{\partial U_{I} }{\partial  t}+J_{UI} , \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0, \\   \frac{\partial U_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0. \\   \end{array}} \right. \]

(66):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}+J_{HI} =\frac{\partial V_{I}  }{\partial x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{I} }=-g_{V0} \frac{\partial V_{I}  }{\partial t}-J_{VI} , \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0, \\   \frac{\partial R_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0. \\   \end{array}} \right. \]

(67):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}-J_{HI} =\frac{\partial W_{I}  }{\partial x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{I} }=g_{W0} \frac{\partial W_{I}  }{\partial t}-J_{WI} , \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0, \\   \frac{\partial W_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0. \\   \end{array}} \right. \]

(68):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}-J_{HI} =\frac{\partial P_{I}  }{\partial x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{I} }=-g_{P0} \frac{\partial P_{I}  }{\partial t}+J_{PI} , \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0, \\   \frac{\partial P_{I} }{\partial x_{J} }\equiv 0. \\   \end{array}} \right. \]

В системах уравнений (61)-(68):

    \[ \overline E ,\overline {H,} \overline {K,} \overline {L,} \overline M  ,\overline U ,\overline {V,} \overline {W,} \mbox{\, \, и\, }\overline P  \]

-соответственно, вектора напряженностей электрического, магнитного и соответствующих вновь введенных полей; J— вектор пространственной плотности тока соответствующего поля; g0 – проницаемость среды для соответствующего поля, ρ – пространственная плотность заряда соответствующего поля,

disН=dНI/dxJ+dНJ/dxI

– оператор, определяемый как сумма соответствующих несимметрических пространственных производных соответствующего поля, входящих как разность в оператор rot, t — временная координата, I и  J – номера пространственных координат.

11. ПРИМЕР ПОПЕРЕЧНОЙ ВОЛНЫ

0

Рассмотрим теоретическую возможность существования неэлектромагнитного поперечного поля с магнитной составляющей.

Рассмотрим функцию магнитного поля H следующего вида:

(69):

    \[ H_{\alpha } =H_{\alpha 0} \exp (\omega t)\cos (nz), \]

где: Нα— угловая компонента магнитного поля, z и  t – соответственно, пространственная и временная переменные, Нα0, n и ω действительные постоянные.

В соответствии с указанным выше алгоритмом, для определения индукционной полевой пары для функции магнитного поля (69), функцию (69) необходимо последовательно подставить в каждую из систем уравнений (61) — (68). Выпишем подсистему системы уравнений (61) в цилиндрической системе координат, в которой участвует компонента поля Нα:

(70):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  -\frac{\partial (rH_{\alpha } )}{r\partial z}=-g_{K0} \frac{\partial K_{r}  }{\partial t}, \\   \frac{\partial K_{r} }{\partial z}=-g_{H0} \frac{\partial H_{\alpha }  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: r – радиальная переменная, z и  t— пространственная и временная переменные, Kr радиальная компонента поля K.

Решение системы уравнений (70) с учетом (69) запишем в следующем виде:

(71):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  H_{\alpha } =H_{\alpha 0} \exp (\omega t)\cos (nz), \\   K_{r} =-K_{r0} \exp (\omega t)\sin (ny), \\   \end{array}} \right. \]

где: Kr— радиальная компонента поля K; n, Kr0— действительные постоянные. Действительные постоянные в (71) связаны между собой следующим уравнением:

(72):

    \[ {\begin{array}{*{20}c}  {n^{2}=g_{H0} g_{K0} \omega^{2}} \hfill & \hfill \\ \end{array} } \]

Решение для системы уравнений (63) выглядит аналогично при условии замены всех букв K  на M в выражениях (70) , (71) и (72).

Первые пары систем уравнений (62) и (64) для функции магнитного поля (69) не имеют ненулевого совместного решения. Покажем это на примере системы уравнений Максвелла (64). Выпишем подсистему уравнений системы уравнений Максвелла, в которой участвует составляющая Нα:

(73):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  -\frac{\partial (rH_{\alpha } )}{r\partial z}=g_{E0} \frac{\partial E_{r}  }{\partial t}, \\   \frac{\partial E_{r} }{\partial z}=-g_{H0} \frac{\partial H_{\alpha }  }{\partial t}, \\   \end{array}} \right. \]

где: Er – радиальная составляющая электрического поля.

Из первого уравнения подсистемы уравнений (73) для магнитной компоненты (69) определим электрическую компоненту в следующем виде:

(74):

    \[ E_{r} =\frac{nH_{\alpha 0} }{g_{E0} \omega }\sin (nz)\exp (\omega t). \]

Где: Hα0  — действительный множитель.

Из второго уравнения подсистемы уравнений (73) для магнитной компоненты (69) определим электрическую компоненту в следующем виде:

(75):

    \[ E_{r} =-\frac{g_{H0} \omega H_{\alpha 0} }{n}\sin (nz)\exp (\omega t). \]

Сравнивая (74) и (75), видно, что совместное решение возможно только при нулевых амплитудных коэффициентах Hα0. Аналогичный вывод справедлив и для аналогичной подсистемы  системы уравнений (62).

Из этого анализа следует, что магнитное H поле со структурой (69) индуцирует поле K или M, и не индуцирует поля L и  E. Поэтому назовем такие волновые структуры полями HK и HM, или, сокращенно,  HK,M.

 

 

12. ПРИМЕР ПРОДОЛЬНОЙ ВОЛНЫ

0

ПРИМЕР ПРОДОЛЬНОЙ ВОЛНЫ

 

Рассмотрим теоретическую возможность существования неэлектромагнитного продольного поля с магнитной составляющей.

Рассмотрим следующий пример функции магнитного поля:

(76)

    \[ H_{I} =H_{I0} \cos (nx_{I} )\exp (\omega t), \]

где: HII-я составляющая магнитного поля, HI0 – действительный амплитудный множитель, xI — пространственная координата.

Функцию (76) для определения индукционной пары необходимо последовательно подставить в каждую из систем уравнений (65) – (68). В системах (61) — (64) поперечно-однородное магнитное поле (76) не участвует.

Запишем следующую подсистему из системы уравнений (66):

(77):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}=\frac{\partial V_{I} }{\partial  x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{x_{I} }=-g_{V0} \frac{\partial V_{I} }{\partial t}.  \\   \end{array}} \right. \]

Решение (77) с учетом магнитной составляющей (76) имеет следующий вид:

(78):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  H_{I} =H_{I0} \cos (nx_{I} )\exp (\omega t), \\   V_{I} =V_{I0} \sin (nx_{I} )\exp (\omega t). \\   \end{array}} \right. \]

Где: VII-я компонента поля V, VI0 – действительный амплитудный множитель,

Для системы уравнений (68) справедливы выкладки, аналогичные (77) и (78) с подменой всех букв V на P.

Системы уравнений (65) и (67) также могут иметь только нулевые совместные решения для первых и вторых уравнений систем уравнений для магнитного поля (76). Покажем это. Выпишем подсистему уравнений (65), в которой участвует поле (76):

(79):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  g_{H0} \frac{\partial H_{I} }{\partial t}=\frac{\partial U_{I} }{\partial  x_{I} }, \\   \frac{\partial H_{I} }{x_{I} }=g_{U0} \frac{\partial U_{I} }{\partial t}.  \\   \end{array}} \right. \]

Из первого уравнения системы уравнений (79) для магнитного поля (76) получим следующее решение для поля U:

(80):

    \[ U_{I} =\frac{g_{H0} H_{I0} \omega }{n}\sin (nx_{I} )\exp (\omega t). \]

Из второго уравнения системы уравнений (79) для магнитного поля (76) получим следующее решение для поля U:

(81):

    \[ U_{I} =-\frac{H_{I0} n}{g_{U0} \omega }\sin (nx_{I} )\exp (\omega t). \]

Из сравнения (80) и (81) видно, что совместное решение обоих уравнений системы уравнений (79) возможно только при нулевых амплитудных множителях (80) и (81). Аналогичный вывод справедлив и для системы уравнений (67), описывающей совместную индукцию с полем W.

Следовательно, функция магнитного поля (76) участвует в индукции с полями V  или P, и не участвует в индукции с полями V и W. Поэтому назовем поле, магнитная составляющая которого (76) присутствует в выражении (78), полем HV и HP, или, сокращенно, HV,P.

Рассмотрим вопрос о граничных условиях, которым удовлетворяет поле (78). Вопрос о граничных условиях для поля (78) в полном объеме требует отдельного рассмотрения, поэтому рассмотрим только граничные условия для магнитной составляющей (76). Магнитное поле HI имеет составляющие только вдоль оси xI и является поперечно-однородным, т.е. удовлетворяет следующим условиям:

(82):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  H_{J} =0,\mbox{\, \, при\, }I\ne J, \\   \frac{\partial H_{I} }{\partial x_{J} }=0, \\   \end{array}} \right. \]

которые удовлетворяют граничным условиям  для проводящей поверхности, выложенной вдоль направления магнитного поля (76). Это может быть, например, полая направляющая система – полый односвязанный цилиндрический или коаксиальный волноводы.

Аналогичные выводы о граничных условиях справедливы и для магнитной составляющей (69). Действительно,

(83):

    \[ \left\{ {\begin{array}{l}  H_{r} =0,\mbox{\, } \\   \frac{\partial H_{\alpha } }{\partial x_{r} }=0, \\   \end{array}} \right. \]

где: xr — радиальная составляющая независимой переменной, Hr – радиальная составляющая магнитного поля.

Из выполнения граничных условий (82) и (83) следует, что волновые структуры (71) и (78) являются собственными функциями для полого односвязного цилиндрического  волновода, и коаксиального волновода. В отличие от электромагнитных волн, волны  HK,M  и HV,P могут распространяться независимо от размеров поперечного сечения волновода, например, при низкой частоте ω, не имеющей низкочастотного ограничения. Для волн HK,M так же следует предположить возможность распространения через плоский проводящий экран, т.к. для его магнитной компоненты (69) выполнено условие (83), которое следует считать граничным для поверхности z=const.

image221

13. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ НАБЛЮДЕНИЕ ПОЛЕЙ С МАГНИТНОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ

0

 

 

Введение. Экспериментальная проверка существования полей (71) и (78) и возможности их генерирования и детектирования была проверена в следующих экспериментах.

Поле (71) и его магнитная составляющая бесконечны в пространстве и поэтому в полном объеме не может быть реализовано. Но поле (71) можно реализовать частично с помощью следующей системы катушек индуктивности. Частичная реализация магнитной составляющей  (69) поля (71) выполнялась с помощью четырех катушек индуктивности, сложенных на общей оси. Все катушки выполнялись идентичными между собой и наматывались на ферритовые кольцевые сердечники К40Х25Х11 М2000НМ1 эмалированным проводом ПЭВ-2 Ø 0,15мм по 110 витков, образуя тороидальные катушки. Катушки включены последовательно между собой и запитаны от общего генератора тока. При этом первая и третья катушки создавали магнитные потоки с параллельными между собой направлениями. Магнитные потоки второй и четвертой катушек – с противоположным направлением. Такая комбинация магнитных потоков приблизительно соответствует гармоническому пространственному  множителю в выражении (69) – рисунок

image219

Рисунок 13.

Схема токов в обмотках  и магнитных потоков в антенне поперечной волны.

 

На рисунке 13 показаны: схема направлений токов в обмотках катушек и направления магнитных потоков в них. Временная зависимость в выражении (69) в виде экспоненциального множителя реализована питанием катушек от генератора П – образными импульсами размахом до 200В с частотой 220кГц. Детектирование поля, излучаемого системой катушек, осуществлялось идентичной системой катушек, нагруженных на вход осциллографа.

В эксперименте № 1 расстояние между приемными и передающими катушками составило 10см.

Результат эксперимента. Размах напряжения на приемных катушках составил 15В, а его форма приблизительно соответствует первой гармонике напряжения питания передающей антенны.

Катушки передающей антенны повторяют необходимое поле (69) не в полном объеме. Поэтому в их излучении неизбежно присутствие электромагнитной составляющей Е-Н. Здесь возникает закономерный вопрос. Какой экспериментальный критерий позволяет утверждать присутствие поля неэлектромагнитной природы. Решение этого вопроса аналогично предыдущим случаям.

Неэлектромагнитное поле HK,M может быть отфильтровано от электромагнитного поля Е-Н благодаря их отличительным свойствам. Как показано выше, предполагаемые отличительные  свойства поля HK,M  способность проходить через проводящий экран и полый односвязный волновод при низких частотах. Эти отличия позволяют определить относительный уровень поля HK,M в излучении передающей антенны.

В эксперименте № 2 повторены все параметры эксперимента № 1, с одним отличием – был введен плоский проводящий экран из алюминия 280 Х 210мм между приемной и передающей антеннами.

Результат эксперимента – размах напряжения на приемной катушке  составил  13В.

В эксперименте № 3 проверялась возможность распространения поля излучения передающей катушки через полый волновод круглого сечения длинной  4м.

Результат эксперимента – размах напряжения на приемной катушке  12В.

Выводы. Из описания приведенных экспериментов следует, что поле HK,M существует в природе, проявляет свойства, отличающие его от электромагнитного поля Е-Н. Так же проверены его простейшие антенны, дающие возможность для проведения его излучения через свободное пространство, проводящий экран и полый волновод.

Продольная волна с магнитной составляющей (78) HV,P так же не может быть сформирована в полном объеме в силу неограниченности в пространстве. Поэтому создадим волну (78) с помощью следующего набора катушек индуктивности, частично повторяющих структуру пространственного множителя (76) магнитной составляющей. Передающая антенна выполнялась из 4 одинаковых кольцевых катушек, каждая из которых имела по  400 витков из эмалированного провода ПЭВ-2 Ø 0,3мм. В каждую из обмоток вставлен сердечник из феррита К30Х15Х11 М2000НМ. Катушки выложены вдоль общей оси последовательно. Электрически обмотки включены последовательно. Обмотки первой и третьей катушек включены согласовано, вторая и четвертая – встречно,  рисунок 14.

image221

Рисунок 14.

Схема направлений токов в обмотках и магнитных потоков в антенне продольной волны.

 

На рисунке 14 показаны схемы направлений токов в катушках и создаваемых ими магнитных потоков. Параметры питающего источника напряжения П — импульсов повторяют параметры источника предыдущих экспериментов.

Приемная антенна конструктивно повторяет передающую антенну, и подключалась к входу осциллографа.

В эксперименте № 4 расстояние между приемной и передающей катушкой составило 10 см. Размах напряжения на приемной антенне составил  15В. Форма напряжения на приемной антенне повторила форму напряжения на передающей антенне.

Вывод. Из этого эксперимента следует, что передающая антенна излучает,  а приемная антенна принимает поле. Для определения доли неэлектромагнитной составляющей необходимо отфильтровать электромагнитную составляющую. Фильтром выбран полый односвязный волновод – труба круглого сечения. Как указано выше, электромагнитная волна при такой низкой частоте не способна распространяться через полый волновод.

В эксперименте № 5 приемная и передающая антенны были вложены с двух разных сторон в трубу длинной 0,5м. Параметры напряжения питания повторили параметры питания предыдущего эксперимента. Размах напряжения питания на приемной антенне составил 4,5В, а форма повторила форму напряжения на передающей антенне.

Из этих экспериментов можно сделать вывод о существовании, возможности генерации, детектирования неэлектромагнитной продольной волны с магнитной составляющей      HV,P.

Такие  волны могут быть использованы для беспроводной связи, микроминиатюризации волноводного тракта, а так же для уплотнения волноводных коаксиальных линий связи и кабельного вещания совместно с электромагнитным Е-Н и неэлектромагнитными E-A,D полями

14. ВЫВОДЫ

0

В статье описаны некоторые неэлектромагнитные поля с электрической и магнитной составляющими. Их теоретическое введение необходимо для выполнения закона сохранения энергии для нерешений системы уравнений Максвелла. Предложены системы уравнений для их описания, как альтернативы системе уравнений Максвелла. Описаны эксперименты по наблюдению нескольких вариантов неэлектромагнитных полей.  Описанные экспериментальные свойства неэлектромагнитных полей  позволяют сделать следующее сравнение со свойствами электромагнитного поля Е-Н. Для генерации (индуцирования) неэлектромагнитных полей необходимо коммутировать существенно большие мощности, по сравнению с электромагнитным полем Е-Н. Этот вывод сделан на основе сравнительного эксперимента (описание не приводится) по генерации электромагнитного поля Е-Н и описанных выше экспериментов по генерации неэлектромагнитных полей от равнозначных источников.  Сравнение генерации (индуцирования) неэлектромагнитных полей с магнитной и электрической составляющей показывает, что поля с магнитной составляющей требуют коммутации меньших мощностей по сравнению с неэлектромагнитными полями с электрической составляющей. Приведено несколько примеров их технического использования. На одно из решений получен патент.

Общее число теоретически введенных полей составляет 14, включая 6 поперечных и 8 продольных, половина из которых принадлежит полям с электрической составляющенй, а другая – с магнитной.

Введение этих полей не делает метасистему полной. Теоретически, новые поля так же могут участвовать в не-решениях своих систем уравнений, и относительно каждого из них необходимо записать весь спектр 8 систем уравнений. Это влечет за собой теоретическое введение новых полей второго уровня для выполнения закона сохранения энергии для не-решений по аналогии с  шагом предыдущего уровня. Этот путь расширения числа полей продуктивен, если вновь введенные поля допускают для себя иные пространственно-временные структуры кроме тех, что описываются решениями их исходных систем уравнений. Этот вопрос может рассматриваться не как задача существования, а как реализация новых возможностей. Этот процесс может оказаться неограниченным по числу введенных полей. Регистрация, наблюдение такого поля возможна только при повторении его иерархической структуры. Это открывает перспективы по физическому кодированию каналов передачи информации.

Другой подход к вопросу о новых полях состоит в том, что поле рассматривается как один из вариантов поляризации вакуума. Тогда термин «поле» становится эквивалентным некоторым силам, возникающим при поляризации вакуума, а сами силы становятся иерархическими структурами.

Описанные поля открывают широкий круг  новых  теоретических и технических задач. Среди технических перечислим следующие. Создание источников больших мощностей в различных частотных диапазонах, преобразование одного вида поля в другое, прием, направление, фильтрация как по свойству, частоте, так и по типу   волны. Перспективно так же направление микроминиатюризации волноводного тракта при использовании этих полей, что в рамках классической электродинамики встречает трудности.

Среди  теоретических задач отметим перспективность создания теории полей, эквивалентных по глубине теории электромагнитного поля.  В дальнейшем необходимо рассмотреть так же силы, создаваемые этими полями при различных вариантах взаимодействий с полями, токами, частицами и зарядами. Описанные неэлектромагнитные поля порождают необходимость их введения в квантовую механику наравне с электромагнитным полем, и их квантов аналогично фотону.

 

Знаком (*) обозначены периодические издания, внесенные ВАК Украины в Перечень № 1 на момент публикации.

 

Литература:

  1. Никольский Н.Н. Электродинамика и распространение радиовол. (М.: Наука. 1978.)
  2. Математическая энциклопедия: В 5 т./Советская энциклопедия. Т.1. (М.,1977). Гёделя теорема о неполноте.- 909 с.
  3. Кравчик Ю.С. Праці УНДІРТ.- 2002.-№ 1(29) -С. 52-57 Метод введения неэлектромагнитных полей в электромагнитную теорию Максвелла. (*).
  4. Кравчик Ю.С. Праці УНДІРТ. – 2002.-№ 3(31).-С. 76-79. Неполнота метасистемы, включающей систему уравнений Максвелла, и ее расширение. (*).
  5. Махиня В.Д. Автореф. дис…канд. техн. наук (Моск. Энерг. инст. – М., 1975) Исследование линейных электрических цепей с некондуктивными связями и использование их в устройствах автоконтроля и измерения.
  6. Кравчик Ю.С. Праці УНДІРТ. — 2003. — № 2 (34)-3 (35). — С. 9- 10. Экспериментальное наблюдение продольной индукции с участием неэлектромагнитного поля. (*).

 

  • Подпишитесь на новости

  • Твиттер

  • Кликните на банер

Вверх